선택한 단어 수는 입니다.
최소 단어 이상 선택하여야 합니다.
최소 단어 이상 선택하여야 합니다.
선택한 단어 수는 30입니다.
최대 10 단어까지만 선택 가능합니다.
최대 10 단어까지만 선택 가능합니다.
가설 설정
- 부경의 모양을 결정한다. 본 논문에서는 중심 주파수 33 GHz에서 안테 나의 효율을 0.7로 가정하여 안테나의 이득이 40 dBi 이상이 되고 제작비용이 최소화하도록 주경의 지름을 500 mm로 결정하였다. 식 (1)은 안테나의 효율을 나타내며, G는 이득을 는 개구면에서의 안테나 효율, D 는 주경의 직경을 의미한다巧
제안 방법
- 그리고 수치 해석 방법들의 비교를 통해 MLFMM 방식이 기존의 해석방식들에 비해 시간 단축과 정확한 해석이 가능함을 확인하였다. HEu 모드가 존재하는 급전 혼으로 주름 원형 혼 안테나를 보다 쉽게 제작할 수 있도록 주름의 개수와 깊이, 폭 등을 최적화 하였으며, 제작비용과 이득을 고려하여 카셋그레인 주경의 크기를 결정 하고 각도와 급전 중심을 조절하여 안테나 효율을 최적화 히였다. 제안된 안테나는 근접 전계 방식을 이용하여 측정하였으며, 급전 혼은 동작 주파수인 33 GHz에서 19 dBi 이득과 -25 dB의 부엽의 크기 그리고 2俨 내의 반전력 빔 폭을 나타냈으며, E- 평면과 H-평면의 복사 패턴이 유사함을 확인하였다.
- 개구면의 크기는 급전 흔의 반전력 빔 폭, 카셋그레인 안테나의 부경의 크기 및 차단 효과, 이득 등을 고려하여 33 mm로 결정하였다. 표 1은 본 논문에서 제안한 주름 원형 급전 혼 안테나의 수치를 보여주고 있다.
- 급전 혼 안테나 및 카셋그레인 안테나의 복사 패턴은 전파 무, 사실에서 근접 전계 측정 방식을 이용하여 측정하였다叫 급전 혼 안테나의 경우는 크기를 고려하이 가로 75 mm, 세로 75 mm 면적의 근접 전계를 측정하였으며 혼 안테나의 대칭적인 구조에 의한 위상 분포를 확인하여 측정의 정확성을 높였다. 그림 4는 급전 혼의 개구면 전계 분포로서 시뮬레이션과 측정 전계 분포가 유사하며 혼의 중앙부가 최외각에 비해 약 5 dB 큰 것을 확인할 수 있다.
- 본 논문에서는 Ka-band에서 동작하는 급전 흔과 카셋그레인 안테나를 설계하였으며, 급전 혼 안테나의 근거리장 전계와 자계를 카셋그레인 안테나의 등가 전원으로 사용함으로써 기존의 해석 방법에 비해 계산 시간을 단축할 수 있었다. 그리고 수치 해석 방법들의 비교를 통해 MLFMM 방식이 기존의 해석방식들에 비해 시간 단축과 정확한 해석이 가능함을 확인하였다.
- 이후 주 . 부경의 각도를 결정하고 포물면과 쌍 곡면공식을 이용하여 주 . 부경의 모양을 결정한다.
- 5 GHz에서 40 GHz의 Ka-band 전용 급전 도파관이다. 안테나 급전부는 주름 원형 혼 안테나를 사용하였으며 도파관의 형태를 구형에서 원형 형태로 변화시켜 주는 전환부(虹), 모드를 변화 시켜 주는 모드 변환부仏2), 전계를 증폭시켜 주는 플레어 부분(月)으로 나누어 설계하였다. WR-28 에서 발생하는 구형 TEm 모드가 원형 도파관 변형 부분인 妇을 지나면서 TEn 모드로 전환되며, 모드 변환 부분인 3를 지나면서 혼성(hybrid) 모드인 HEn 모드로 전환되게 된다叫이.
- 전계를 증폭시키는 플레어 부분은 급전 흔의 빔 폭과 개구면의 크기 및 카셋그레인 안테나의 부경 크기를 결정한다. 제안된 급전 혼의 경우는 제작과정의 용이 성과 제작 단가를 고려하여 모드 변환부의 주름 깊이를 파장의 2/5에서 1/4로 변환시켰으며, 주름의 폭도 내부 위치와 관계없이 과 W2의 일정한 변화를 주었다. 주름의 개수는 모드 변환부의 길이가 46 mm(약 5 人)일 때 정교한 모드 변환을 위해서 15개 정도가 필요하지만, 주름 개수에 따른 성능 변화를 관찰하여 위성 안테나의 복사 패턴 특성을 만족하는 최소주름 수를 설계에 사용하였다.
- 제안된 급전 혼의 경우는 제작과정의 용이 성과 제작 단가를 고려하여 모드 변환부의 주름 깊이를 파장의 2/5에서 1/4로 변환시켰으며, 주름의 폭도 내부 위치와 관계없이 과 W2의 일정한 변화를 주었다. 주름의 개수는 모드 변환부의 길이가 46 mm(약 5 人)일 때 정교한 모드 변환을 위해서 15개 정도가 필요하지만, 주름 개수에 따른 성능 변화를 관찰하여 위성 안테나의 복사 패턴 특성을 만족하는 최소주름 수를 설계에 사용하였다. 그림 2(a)는 급전 흔 안테나의 모드 변환부 설계를 보여주며, 그림 2(b)는 모드 변환부 주름의 개수에 따른 33 GHz에서 급 전흔 안테나의 E-평면과 H-평면의 부엽 크기 차이를 보여준다.
- 카셋그레인 안테나는 파장에 비해 크기가 큰 안테나로 MoM이 나 FEM 등을 이용하였을 경우, 정 확한 해석은 가능하지만 시뮬레이션 시간이 급격이 증가하는 단점이 있어 지금까지 PO, GO, GTD 등의 수치 해석 방법을 이용하여 근사적으로 해석하였다. 시뮬레이션 시간을 줄이면서도 해석의 정확도를 높이기 위해 정교한 해석을 필요로 하는 주름 원형 혼안테 나는 MoM 방식을 이용하여 근거 리장을 계산하고, 계산된 근거리장의 전계와 자계 분포를 표면 등가 이론(surface equivale마 theory)올 적용하여 카셋그레인의 등가 전원으로 사용하였다坷 파장에 비해 크기가 큰 주 .
- 汁셋그레인 안테나의 경우, 4각 지지대를 이용하여 부경을 고정시켰으며, 초점거리와 급전 중심의 미세한 움직임을 통해 안테나 효율을 최적화하도록 주 , 부경 안테나 모두 전후 이동이 가능하게 제작되었다. 카셋그레인 안테나의 측정은 급전 혼과 동일하게 근겁 전계 측정 방식을 이용하였으며, 주경의 크기를 고려하여 가로 350 mm, 세로 350 mm 면적의 근접 전계를 측정하였다. 그림 13은 안테나
대상 데이터
- 사진이다. 급전 혼 안테나는 개구면의 지름이 33 mm, 총 길이가 약 130 mm이며 급전 흔의 전면부는 구형 도파관인 WR-28을 삽입하여 급전부를 고정시킬 수 있게 제작되었다. 汁셋그레인 안테나의 경우, 4각 지지대를 이용하여 부경을 고정시켰으며, 초점거리와 급전 중심의 미세한 움직임을 통해 안테나 효율을 최적화하도록 주 , 부경 안테나 모두 전후 이동이 가능하게 제작되었다.
- 안테나의 급전 전면부는 그림 1(b)와 같이 가로 0.28 inch(71 mm), 세로 0.14 inch(35.5 mm), 총 길이 0.95 inch(24 mm)의 구형 도파관인 WR-28로 설계하였으며, WR-28은 26.5 GHz에서 40 GHz의 Ka-band 전용 급전 도파관이다. 안테나 급전부는 주름 원형 혼 안테나를 사용하였으며 도파관의 형태를 구형에서 원형 형태로 변화시켜 주는 전환부(虹), 모드를 변화 시켜 주는 모드 변환부仏2), 전계를 증폭시켜 주는 플레어 부분(月)으로 나누어 설계하였다.
- 카셋그레 인 안테 나의 급전부는 앞에서 언급한 주름 원형 혼 안테나를 사용하였으며, 안테나의 이득과 효율을 고려하여 주경의 크기를 결정하고 edge taper 와 차단 효과를 고려하여 부경의 크기를 결정한다. 이후 주 .
이론/모형
- 시뮬레이션 시간을 줄이면서도 해석의 정확도를 높이기 위해 정교한 해석을 필요로 하는 주름 원형 혼안테 나는 MoM 방식을 이용하여 근거 리장을 계산하고, 계산된 근거리장의 전계와 자계 분포를 표면 등가 이론(surface equivale마 theory)올 적용하여 카셋그레인의 등가 전원으로 사용하였다坷 파장에 비해 크기가 큰 주 . 부경은 시뮬레이션의 정확성과 함께 시뮬레이션 시간을 고려하여 MLFMM 방식을 사용하였다. 그림 10은 주 .
성능/효과
- 시간을 단축할 수 있었다. 그리고 수치 해석 방법들의 비교를 통해 MLFMM 방식이 기존의 해석방식들에 비해 시간 단축과 정확한 해석이 가능함을 확인하였다. HEu 모드가 존재하는 급전 혼으로 주름 원형 혼 안테나를 보다 쉽게 제작할 수 있도록 주름의 개수와 깊이, 폭 등을 최적화 하였으며, 제작비용과 이득을 고려하여 카셋그레인 주경의 크기를 결정 하고 각도와 급전 중심을 조절하여 안테나 효율을 최적화 히였다.
- 카셋그레인 안테나는 33 GHz에서 41 dBi의 이득, -20 dB 이하의 부엽의 크기, 1.5。내의 좁은 반 전력 빔 폭의 특성을 보였으며, 9 % 정도의 반전력 이득대역폭을 가졌다. 제안된 카셋그레인 안테나는 제작이 용이하면서도 위성용 안테나로서 필요한 고성능 특성을 만족하였다.
- 5시간으로 MLF MM 방식이 MoM 방식에 비해 약 60 % 정도의 해석 시간 단축 효과를 보였다. 또한, 표면 등가 전원을 사용하지 않고 전체 구조를 MoM 방식으로 해석하는데 걸리는 72시간에 비해 1.4시간의 등가 전원을 사용한 MLFMM 해석은 시뮬레이션을 이용한 최적화를 가능하게 하였다.
- 그림 10은 주 . 부경의 해석 방식에 따른 시뮬레이션 정학성을 보여주며, MLFMM 방식의 경우 시뮬레이션 결과가 MoM 방식과 가장 유사한 형태를 보였다. 해석 시간 또한 한 주파수의 원거리장 복사 패턴을 해석하는데 MoM 방식은 3.
- 그림 16은 각 주파수에 따른 카셋그레인의 이득과 부엽의 크기, 반전력 빔 폭을 나타내고 있으며, 이득의 경우 중심 주파수인 33 GHz와 비교하여 9 % 정도의 반전력 이득 대역폭을 가졌다. 부엽의 크기는 모든 주파수 대역에서 -15 dB 이하의 값을 가졌으며, 측정된 부엽의 크기는 33 GHz와 비교하여 5 dB 내외의 값으로 유사한 부엽 크기를 유지하였다. 반전력 빔 폭 역시 모든 주파수에서 2。내외의 값으로 좁은 빔 폭을 만족하였으며, 즉정과 시뮬레이션의 반전력 빔 폭 차이는 0.
- 사용하였다. 안테나 해석의 정확성과 소요 시간을단축시키기 위해 급전 혼 부분은 MoM(Method of Moment) 방식으로 해석한 후 안테나의 등가 전원으로 사용되며, 주경 및 부경은 FEKO EM 시뮬레 이 터에서 지 원하는 MLFMM(Multilevel Fast Multipole Me thod) 방식으로 해석하였다倒 최적화된 카셋그레인안테나는 33 GHz에서 40 dBi 이상의 높은 이득과 -20 dB 이하의 부엽 크기 1.5° 내의 좁은 빔 폭을 가졌으며, E-평면과 H-평면의 대칭적인 복사 패턴을가져 위성 통신용 안테나로 적합한 형태임을 확인하였다.
- HEu 모드가 존재하는 급전 혼으로 주름 원형 혼 안테나를 보다 쉽게 제작할 수 있도록 주름의 개수와 깊이, 폭 등을 최적화 하였으며, 제작비용과 이득을 고려하여 카셋그레인 주경의 크기를 결정 하고 각도와 급전 중심을 조절하여 안테나 효율을 최적화 히였다. 제안된 안테나는 근접 전계 방식을 이용하여 측정하였으며, 급전 혼은 동작 주파수인 33 GHz에서 19 dBi 이득과 -25 dB의 부엽의 크기 그리고 2俨 내의 반전력 빔 폭을 나타냈으며, E- 평면과 H-평면의 복사 패턴이 유사함을 확인하였다. 카셋그레인 안테나는 33 GHz에서 41 dBi의 이득, -20 dB 이하의 부엽의 크기, 1.
- 5。내의 좁은 반 전력 빔 폭의 특성을 보였으며, 9 % 정도의 반전력 이득대역폭을 가졌다. 제안된 카셋그레인 안테나는 제작이 용이하면서도 위성용 안테나로서 필요한 고성능 특성을 만족하였다.
- 주경의 개구면에서 시뮬레이션 및 측정 전계 분포를 보여주고 있으며, 시뮬레이션과 측정 전계 분포가 원형의 유사한 형태를 가지고, 주경의 위치에 따라 전계 분포의 강 , 약이 반복되었다,
- 그림 2(a)는 급전 흔 안테나의 모드 변환부 설계를 보여주며, 그림 2(b)는 모드 변환부 주름의 개수에 따른 33 GHz에서 급 전흔 안테나의 E-평면과 H-평면의 부엽 크기 차이를 보여준다. 주름의 개수가 6개 이상일 경우에 부엽크기 차이가 5 dB 이내로 수렴하여 위성 안테나의 급전용으로 적합함을 확인할 수 있다.
- 있다. 측정과 시뮬레이션 값은 매우 유사하며, 이득은 31 GHz勺<35 GHz에서 중심 주파수인 33 GHz 이득에 대비 ±3 dB 이내의 값을 가져 반전력 이득 대역폭이 10 % 이상임을 알 수 있다. 부엽의 크기는 모든 주파수 대역에서 -20 dB 이하의 값을 가지며, 반 전력 빔 폭도 모든 주파수에서 20。내외의 값으로 급전 혼으로 적합한 빔 폭을 만족하였다.
- 실선은 측정 결과를 점선은 시뮬레이션 결과를 의미하며 (a)는 E-평면 이득을, (b)는 H.평면 이득을 의미한다, 안테나 치대 이득은 전파의 진행 방향(涉=0。)에서 시뮬레이션 43.1 dBi, 측정 41.0 dBi값을 보였으며, E-평면과 H-평면에서 대칭적인 형태의 유사한 복사 패턴을 보였다. 부엽의 크기는 -25.
- 부경의 해석 방식에 따른 시뮬레이션 정학성을 보여주며, MLFMM 방식의 경우 시뮬레이션 결과가 MoM 방식과 가장 유사한 형태를 보였다. 해석 시간 또한 한 주파수의 원거리장 복사 패턴을 해석하는데 MoM 방식은 3.5시간, MLF MM 방식은 1.4시간, PO 방식은 2.5시간으로 MLF MM 방식이 MoM 방식에 비해 약 60 % 정도의 해석 시간 단축 효과를 보였다. 또한, 표면 등가 전원을 사용하지 않고 전체 구조를 MoM 방식으로 해석하는데 걸리는 72시간에 비해 1.
※ AI-Helper는 부적절한 답변을 할 수 있습니다.